Convertor Flyback
Un convertor Flyback este o sursă de alimentare de comutare , de obicei cu izolație galvanică între intrare și ieșire. Diagrama sa de bază este aceeași cu cea a unui convertor Buck-Boost în care inductanța ar fi fost înlocuită de un transformator (în realitate doi inductori cuplați ). Convertorul Flyback este probabil cea mai utilizată structură din industria electronică (monitor LCD, televizor CRT, DVD player etc.). În general, este rezervat pentru aplicații cu putere redusă.
Principiul de funcționare
Diagrama de bază a unui convertor Flyback este prezentată în Figura 1 . Este echivalentul unui convertor Buck-Boost în care inductanța ar fi fost înlocuită de doi inductori cuplați care joacă rolul de transformator . În consecință, principiul de funcționare al celor două convertoare este foarte similar. În ambele cazuri, există o fază de stocare a energiei în circuitul magnetic și o fază de restituire a acestei energii. Dimensionarea circuitului magnetic definește cantitatea de energie care poate fi stocată, dar și viteza cu care poate fi stocată și scoasă din stocare. Acesta este un parametru important care determină puterea pe care o poate furniza sursa de alimentare Flyback.
Funcționarea unui convertor Flyback poate fi împărțită în două etape în funcție de starea comutatorului T (vezi figura 2 ):
- în starea pornită, comutatorul T este închis, primarul transformatorului este conectat direct la sursa de tensiune de intrare. Acest lucru are ca rezultat o creștere a fluxului magnetic din transformator. Tensiunea pe secundar este negativă, blocând astfel dioda. Este condensatorul de ieșire care furnizează energia necesară sarcinii;
- în starea blocată, comutatorul este deschis. Energia stocată în transformator este transferată la sarcină.
În restul acestui articol vom observa:
-
R{\ displaystyle {\ mathcal {R}} \,}reluctanța circuitului magnetic al transformatorului;
-
φ{\ displaystyle \ varphi \,}fluxul în circuitul magnetic;
-
nu1{\ displaystyle n_ {1} \,} numărul de ture ale transformatorului la primar;
-
nu2{\ displaystyle n_ {2} \,} numărul de ture de la transformator la secundar;
-
α{\ displaystyle \ alpha \,}ciclul de lucru .
Conductie continua
Când un convertor Flyback funcționează în modul de conducție continuă, fluxul din transformator nu se anulează niciodată. Cele Figura 3 arată formele de undă ale curentului și tensiunii în convertor.
Tensiunea de ieșire este calculată după cum urmează (considerând componentele ca fiind perfecte)
Stat pe
Curent primar
În timpul stării pornite, comutatorul T este închis, determinând creșterea curentului în funcție de relația:
Ve=V1=L1dEu1dt{\ displaystyle V_ {e} = V_ {1} = L_ {1} {\ frac {\ mathrm {d} I_ {1}} {\ mathrm {d} t}}}.
Prin urmare, obținem:
Eu1=Eu1meunu+VeL1t{\ displaystyle I_ {1} = I_ {1_ {min}} + {\ frac {V_ {e}} {L_ {1}}} t}.
Cu valoarea curentă la . corespunde și valorii minime a curentului . Valoarea sa exactă va fi determinată ulterior. La sfârșitul stării on, a atins valoarea maximă :
Eu1meunu{\ displaystyle I_ {1_ {min}}}t=0{\ displaystyle t = 0}Eu1meunu{\ displaystyle I_ {1_ {min}}}Eu1{\ displaystyle I_ {1}}Eu1{\ displaystyle I_ {1}}Eu1mlaX{\ displaystyle I_ {1_ {max}}}
Eu1mlaX=Eu1meunu+Ve⋅α⋅TL1{\ displaystyle I_ {1_ {max}} = I_ {1_ {min}} + {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha \ cdot T} {L_ {1}}}},
α{\ displaystyle \ alpha}fiind ciclul datoriei . Reprezintă durata perioadei T în cursul căreia se desfășoară comutatorul T. este între 0 (T nu conduce niciodată) și 1 (T conduce tot timpul). În ceea ce privește , valoarea lui va fi determinată după studierea stării blocate.
α{\ displaystyle \ alpha}Eu1meunu{\ displaystyle I_ {1_ {min}}}Eu1mlaX{\ displaystyle I_ {1_ {max}}}
La sfârșitul stării de pornire, energia stocată în transformator este egală cu:
We{\ displaystyle W_ {e}}
We=12L1Eu1mlaX2{\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} L_ {1} I_ {1_ {max}} ^ {2}}.
La sfârșitul stării de pornire, comutatorul T se deschide, împiedicând curentul să continue să curgă. Conservarea energiei stocate în transformator determină apariția unui curent în secundarul transformatorului, a cărui valoare inițială poate fi calculată grație conservării energiei stocate în transformator în timpul „trecerii” acestuia a transformatorului. primar spre secundar:
Eu1{\ displaystyle I_ {1}}Eu2{\ displaystyle I_ {2}}Eu2mlaX{\ displaystyle I_ {2_ {max}}}
We=12L1Eu1mlaX2=12L2Eu2mlaX2{\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} L_ {1} I_ {1_ {max}} ^ {2} = {\ frac {1} {2}} L_ {2} I_ { 2_ {max}} ^ {2}}.
Prin înlocuirea și prin exprimarea lor în funcție de reticența circuitului magnetic și de numărul de rotații ale înfășurărilor transformatorului, obținem:
L1{\ displaystyle L_ {1}}L2{\ displaystyle L_ {2}} R{\ displaystyle {\ mathcal {R}}}
We=12nu12REu1mlaX2=12nu22REu2mlaX2{\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} {\ frac {n_ {1} ^ {2}} {\ mathcal {R}}} I_ {1_ {max}} ^ {2} = {\ frac {1} {2}} {\ frac {n_ {2} ^ {2}} {\ mathcal {R}}} I_ {2_ {max}} ^ {2}}.
Este :
Eu2mlaX=nu1nu2Eu1mlaX{\ displaystyle I_ {2_ {max}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} I_ {1_ {max}}}.
Tensiuni
Calculul tensiunii se poate face datorită relațiilor flux / tensiune. Direcția relativă a înfășurărilor fiind inversată, avem:
V2{\ displaystyle V_ {2}}
V1=nu1dφdt{\ displaystyle V_ {1} = n_ {1} {\ frac {\ mathrm {d} \ varphi} {\ mathrm {d} t}}}și ,
V2=-nu2dφdt{\ displaystyle V_ {2} = - n_ {2} {\ frac {\ mathrm {d} \ varphi} {\ mathrm {d} t}}}de unde :
V2=-nu2nu1V1{\ displaystyle V_ {2} = - {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} V_ {1}}.
Stare blocată
Curent în secundar
În timpul stării de oprire, energia stocată în circuitul magnetic în timpul stării de pornire este transferată condensatorului.
Vs=V2=-L2dEu2dt{\ displaystyle V_ {s} = V_ {2} = - L_ {2} {\ frac {\ mathrm {d} I_ {2}} {\ mathrm {d} t}}}
Eu2=Eu2mlaX-VsL2(t-αT){\ displaystyle I_ {2} = I_ {2_ {max}} - {\ frac {V_ {s}} {L_ {2}}} (t- \ alpha T)}
La sfârșitul stării blocate, a atins valoarea minimă .
Eu2{\ displaystyle I_ {2}}Eu2meunu{\ displaystyle I_ {2_ {min}}}
Eu2meunu=Eu2mlaX-VsL2(T-αT){\ displaystyle I_ {2_ {min}} = I_ {2_ {max}} - {\ frac {V_ {s}} {L_ {2}}} (T- \ alpha T)}
La sfârșitul stării blocate, există, ca și la sfârșitul stării de pornire, conservarea energiei stocate în transformator. Prin urmare, putem scrie:
We=12L1Eu1meunu2=12L2Eu2meunu2{\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} L_ {1} I_ {1_ {min}} ^ {2} = {\ frac {1} {2}} L_ {2} I_ { 2_ {min}} ^ {2}}.
Prin înlocuirea și prin exprimarea lor în funcție de reticența circuitului magnetic și de numărul de rotații ale înfășurărilor transformatorului, obținem:
L1{\ displaystyle L_ {1}}L2{\ displaystyle L_ {2}} R{\ displaystyle {\ mathcal {R}}}
We=12nu12REu1meunu2=12nu22REu2meunu2{\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} {\ frac {n_ {1} ^ {2}} {\ mathcal {R}}} I_ {1_ {min}} ^ {2} = {\ frac {1} {2}} {\ frac {n_ {2} ^ {2}} {\ mathcal {R}}} I_ {2_ {min}} ^ {2}}.
Este :
Eu2meunu=nu1nu2Eu1meunu{\ displaystyle I_ {2_ {min}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} I_ {1_ {min}}}.
Tensiuni
Calculul tensiunii se poate face datorită relațiilor flux / tensiune. Direcția relativă a înfășurărilor fiind inversată, avem:
V1{\ displaystyle V_ {1}}
V1=nu1dφdt{\ displaystyle V_ {1} = n_ {1} {\ frac {\ mathrm {d} \ varphi} {\ mathrm {d} t}}}și .
Vs=V2=-nu2dφdt{\ displaystyle V_ {s} = V_ {2} = - n_ {2} {\ frac {\ mathrm {d} \ varphi} {\ mathrm {d} t}}}Este :
V1=-nu1nu2Vs{\ displaystyle V_ {1} = - {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} V_ {s}}.
Tensiunea pe întrerupătorul T este egală cu:
Vt{\ displaystyle V_ {t}}
Vt=Ve-V1=Ve+nu1nu2Vs{\ displaystyle V_ {t} = V_ {e} -V_ {1} = V_ {e} + {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} V_ {s}}.
Relația de intrare / ieșire
Voltaj
Dacă considerăm că convertorul și-a atins starea de echilibru, tensiunea medie pe înfășurările transformatorului este zero. Dacă luăm în considerare în special tensiunea medie la bornele înfășurării secundare:
V2¯{\ displaystyle {\ bar {V_ {2}}}}
V2¯=1T(-nu2nu1VeαT+Vs(T-αT))=0{\ displaystyle {\ bar {V_ {2}}} = {\ frac {1} {T}} (- {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} V_ {e} \ alpha T + V_ {s} (T- \ alfa T)) = 0}.
Este :
Vs=nu2nu1α1-αVe{\ displaystyle V_ {s} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha} {1- \ alpha}} V_ {e}}.
Se obține aceeași relație ca și pentru convertorul Buck-Boost, cu excepția raportului de transformare . Acest lucru se datorează schemei de bază a unui convertor Flyback, care este aceeași cu cea a unui convertor Buck-Boost în care inductanța ar fi fost înlocuită cu un transformator de raport . Tensiunea de ieșire nu depinde de curentul de ieșire, ci doar de ciclul de funcționare și de tensiunea de intrare.
nu2nu1{\ displaystyle {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}}}nu2nu1{\ displaystyle {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}}}
Actual
Dacă considerăm că convertorul este perfect, găsim la ieșire puterea consumată la intrare:
Ve¯Eu1¯=Vs¯Eus¯{\ displaystyle {\ bar {V_ {e}}} {\ bar {I_ {1}}} = {\ bar {V_ {s}}} {\ bar {I_ {s}}}}.
Este :
Eu1¯=Vs¯Ve¯Eus¯{\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}} = {\ frac {\ bar {V_ {s}}} {\ bar {V_ {e}}}} {\ bar {I_ {s}}}}.
In cele din urma:
Eu1¯=nu2nu1α1-αEus¯{\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ { s}}}}.
Putem găsi valorile și calculând valoarea medie a :
Eu1meunu{\ displaystyle I_ {1_ {min}}}Eu1mlaX{\ displaystyle I_ {1_ {max}}}Eu1{\ displaystyle I_ {1}}
Eu1¯=1T∫TEu1(t)=1T(Eu1meunuαT+αT(Eu1mlaX-Eu1meunu)2)=α(Eu1meunu+Eu1mlaX-Eu1meunu2){\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}} = {\ frac {1} {T}} \ int _ {T} I_ {1} (t) = {\ frac {1} {T}} (I_ {1_ {min}} \ alpha T + {\ frac {\ alpha T (I_ {1_ {max}} - I_ {1_ {min}})} {2}}) = \ alpha (I_ {1_ {min} } + {\ frac {I_ {1_ {max}} - I_ {1_ {min}}} {2}})}.
Prin înlocuirea cu expresia sa conform și :
Eu1mlaX-Eu1meunu{\ displaystyle I_ {1_ {max}} - I_ {1_ {min}}}Ve,α,T{\ displaystyle V_ {e}, \ alpha, T}L1{\ displaystyle L_ {1}}
Eu1¯=α(Eu1meunu+Ve⋅α⋅T2L1){\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}} = \ alpha (I_ {1_ {min}} + {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha \ cdot T} {2L_ {1}}})}.
Sau în cele din urmă prin înlocuirea cu expresia sa în funcție de curentul de ieșire:
Eu1¯{\ displaystyle {\ bar {I_ {1}}}}
Eu1meunu=nu2nu111-αEus¯-Ve⋅α2L1f{\ displaystyle I_ {1_ {min}} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {1} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ {s}}} - {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha} {2L_ {1} f}}},
Eu1mlaX=nu2nu111-αEus¯+Ve⋅α2L1f{\ displaystyle I_ {1_ {max}} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {1} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ {s}}} + {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha} {2L_ {1} f}}}.
Datorită raportului de transformare se obține cu ușurință șiEu2meunu{\ displaystyle I_ {2_ {min}}}Eu2mlaX{\ displaystyle I_ {2_ {max}}}
Eu2meunu=11-αEus¯-nu1nu2Ve⋅α2L1f{\ displaystyle I_ {2_ {min}} = {\ frac {1} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ {s}}} - {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}} } {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha} {2L_ {1} f}}},
Eu2mlaX=11-αEus¯+nu1nu2Ve⋅α2L1f{\ displaystyle I_ {2_ {max}} = {\ frac {1} {1- \ alpha}} {\ bar {I_ {s}}} + {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}} } {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha} {2L_ {1} f}}}.
Conducere discontinuă
În unele cazuri, cantitatea de energie cerută de sarcină este suficient de mică pentru a fi transferată într-un timp mai scurt decât o perioadă de comutare. În acest caz, fluxul care circulă în transformator este anulat în timpul unei perioade. Singura diferență cu principiul de funcționare descris mai sus este că energia stocată în circuitul magnetic este zero la începutul ciclului (a se vedea formele de undă din FIG. 4 ). Deși mică, diferența dintre conducerea continuă și cea discontinuă are un impact puternic asupra formulei tensiunii de ieșire. Tensiunea de ieșire poate fi calculată după cum urmează:
Stat pe
În starea on, singura diferență între conducerea continuă și cea discontinuă este că curentul este zero. Prin luarea din nou a ecuațiilor obținute în conducție continuă și prin anularea uneia se obține astfel:
Eu1meunu{\ displaystyle I_ {1_ {min}}}Eu1meunu{\ displaystyle I_ {1_ {min}}}
Eu1=VeL1t{\ displaystyle I_ {1} = {\ frac {V_ {e}} {L_ {1}}} t},
Eu1mlaX=Ve⋅αTL1{\ displaystyle I_ {1_ {max}} = {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {L_ {1}}}},
Eu2mlaX=nu1nu2Eu1mlaX=nu1nu2Ve⋅αTL1{\ displaystyle I_ {2_ {max}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} I_ {1_ {max}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}} } {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {L_ {1}}}},
și, în sfârșit :
V2=-nu2nu1Ve{\ displaystyle V_ {2} = - {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} V_ {e}}.
Stare blocată
În timpul stării de oprire, energia stocată în circuitul magnetic în timpul stării de pornire este transferată condensatorului.
VS=V2=-L2dEu2dt{\ displaystyle V_ {S} = V_ {2} = - L_ {2} {\ frac {\ mathrm {d} I_ {2}} {\ mathrm {d} t}}}
Eu2=Eu2mlaX-VsL2(t-αT){\ displaystyle I_ {2} = I_ {2_ {max}} - {\ frac {V_ {s}} {L_ {2}}} (t- \ alpha T)}
În timpul blocării, I 2 este anulat după δ.T:
Eu2mlaX-VsL2δ.T=0{\ displaystyle I_ {2_ {max}} - {\ frac {V_ {s}} {L_ {2}}} \ delta .T = 0}.
Prin înlocuirea cu expresia sa, obținem:
Eu2mlaX{\ displaystyle I_ {2_ {max}}}
δ=VeVsL2L1nu1nu2α{\ displaystyle \ delta = {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} {\ frac {L_ {2}} {L_ {1}}} {\ frac {n_ {1}} {n_ { 2}}} \ alpha}.
Prin înlocuirea și prin exprimarea lor în funcție de reticența circuitului magnetic și de numărul de rotații ale înfășurărilor transformatorului, obținem:
L1{\ displaystyle L_ {1}}L2{\ displaystyle L_ {2}} R{\ displaystyle {\ mathcal {R}}}
δ=VeVsnu2nu1α{\ displaystyle \ delta = {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} \ alpha}.
Relația de intrare / ieșire
Curentul în sarcina I s este egal cu curentul mediu care curge prin dioda (I 2 ). Așa cum se poate vedea în Figura 2 , curentul care curge prin diodă este egal cu cel din secundar în timpul stării oprite.
Prin urmare, curentul prin diodă poate fi scris astfel:
Eus=Eu2¯=Eu2mlaX2δ{\ displaystyle I_ {s} = {\ bar {I_ {2}}} = {\ frac {I_ {2_ {max}}} {2}} \ delta}.
Înlocuind I 2max și δ cu expresiile lor respective, obținem:
Eus=nu1nu2Ve⋅αT2L1VeVsnu2nu1α=Ve2⋅α2T2L1Vs{\ displaystyle I_ {s} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {2L_ {1}}} {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} \ alpha = {\ frac {V_ {e} ^ {2} \ cdot \ alpha ^ {2} T} {2L_ {1} V_ {s}}}}.
Prin urmare, câștigul de tensiune la ieșire poate fi scris astfel:
VsVe=Ve⋅α2T2L1Eus{\ displaystyle {\ frac {V_ {s}} {V_ {e}}} = {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha ^ {2} T} {2L_ {1} I_ {s}}}}.
Limita dintre conducerea continuă și cea discontinuă
Așa cum s-a explicat în paragraful anterior, convertorul funcționează în direcție discontinuă atunci când curentul solicitat de sarcină este redus și funcționează în direcție continuă pentru curenți mai mari. Limita dintre conducerea continuă și cea discontinuă este atinsă atunci când curentul din inductor dispare chiar în momentul comutării. Cu notațiile din figura 4 , aceasta corespunde:
α⋅T+δ⋅T=T{\ displaystyle \ alpha \ cdot T + \ delta \ cdot T = T},
α+δ=1{\ displaystyle \ alpha + \ delta = 1}.
În acest caz, curentul de ieșire I slim (curentul de ieșire la limita conducției continue și discontinue) este dat de relația:
Eusleum=Eu2¯=Eu2mlaX2(1-α){\ displaystyle I_ {s_ {lim}} = {\ bar {I_ {2}}} = {\ frac {I_ {2_ {max}}} {2}} \ left (1- \ alpha \ right)}.
Prin înlocuirea I 2max prin expresia sa în conducere discontinuă :
Eusleum=nu1nu2Ve⋅αT2L1(1-α){\ displaystyle I_ {s_ {lim}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {2L_ {1}}} \ left (1- \ alfa \ dreapta)}.
La limita dintre cele două moduri de conducere, tensiunea de ieșire respectă expresiile celor două moduri. O vom folosi pe cea dată pentru modul de conducere continuă:
VsVe=nu2nu1α1-α{\ displaystyle {\ frac {V_ {s}} {V_ {e}}} = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha} {1- \ alpha}} }.
Prin urmare, putem rescrie după cum urmează:
Eusleum{\ displaystyle I_ {s_ {lim}}}
Eusleum=nu1nu2Ve⋅αT2L1nu2nu1VeVsα=Ve⋅αT2L1VeVsα{\ displaystyle I_ {s_ {lim}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {2L_ {1}}} {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} \ alpha = {\ frac {V_ {e} \ cdot \ alpha T} {2L_ { 1}}} {\ frac {V_ {e}} {V_ {s}}} \ alpha}.
Să introducem două noi notații:
- tensiunea normalizată, definită de , care corespunde câștigului de tensiune al convertorului;|Vs|=VsVe{\ displaystyle \ left | V_ {s} \ right | = {\ frac {V_ {s}} {V_ {e}}}}
- curentul normalizat, definit de . Termenul corespunde curentului secundar maxim care teoretic poate fi atins în timpul unui ciclu (variație a curentului primar atins ). Prin urmare, obținem, în stare de echilibru, egal cu 0 atunci când curentul de ieșire este zero și 1 pentru curentul maxim pe care convertorul îl poate furniza.|Eus|=nu2nu1L1T⋅VeEus{\ displaystyle \ left | I_ {s} \ right | = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {L_ {1}} {T \ cdot V_ {e}}} I_ {s}}nu1nu2T⋅VeL1{\ displaystyle {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {T \ cdot V_ {e}} {L_ {1}}}}α=1{\ displaystyle \ alpha = 1}|Eus|{\ displaystyle \ left | I_ {s} \ right |}
Folosind aceste notații, obținem:
- Conductie continua ;|Vs|=nu2nu1α1-α{\ displaystyle \ left | V_ {s} \ right | = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha} {1- \ alpha}}}
- conducere discontinuă ;|Vs|=nu2nu1α22|Eus|{\ displaystyle \ left | V_ {s} \ right | = {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} {\ frac {\ alpha ^ {2}} {2 \ left | I_ {s} \ dreapta |}}}
- granița actuală dintre conducere continuă și discontinuă este: . Prin urmare, granița dintre conducerea continuă și cea discontinuă este descrisă de .Eusleum=nu1nu2VeT2L1α(1-α)=Eusleum2|Eus|α(1-α){\ displaystyle I_ {s_ {lim}} = {\ frac {n_ {1}} {n_ {2}}} {\ frac {V_ {e} T} {2L_ {1}}} \ alpha (1- \ alpha) = {\ frac {I_ {s_ {lim}}} {2 \ left | I_ {s} \ right |}} \ alpha (1- \ alpha)}12|Eus|α(1-α)=1{\ displaystyle {\ frac {1} {2 \ left | I_ {s} \ right |}} \ alpha \ left (1- \ alpha \ right) = 1}
Această curbă a fost reprezentată grafic în Figura 5 pentru . Diferența de comportament între conducerea continuă și cea discontinuă este foarte clară. Acest lucru poate cauza probleme de control al tensiunii de ieșire.
nu2nu1=1{\ displaystyle {\ frac {n_ {2}} {n_ {1}}} = 1}
Influența inductanțelor de scurgere
Formele de undă descrise mai sus sunt valabile numai dacă toate componentele sunt considerate perfecte. În realitate, o supratensiune poate fi observată la bornele comutatorului controlat atunci când acesta este deschis. Această supratensiune provine din energia stocată în inductanța de scurgere la primarul transformatorului. Inductanța de scurgere nefiind conectată „direct” la transformatorul primar, energia pe care o conține atunci când comutatorul este deschis nu poate fi transferată la secundar. Evacuarea energiei stocate în această inductanță parazită va crea o supratensiune la bornele comutatorului. În plus, anularea curentului care trece prin întrerupător care nu are loc la tensiune zero, va genera și pierderi de comutare. Aceste pierderi pot fi reduse prin adăugarea de circuite de asistență la comutare.
Lf1{\ displaystyle L_ {f1}}Lf1{\ displaystyle L_ {f1}}
Există, de asemenea, o inductanță secundară de scurgere. Această inductanță va genera, de asemenea, pierderi și va reduce energia furnizată de sursa de alimentare a sarcinii. În cazul unei surse de alimentare cu ieșiri multiple, inductoarele secundare de scurgere vor crea pierderi diferite pe fiecare dintre ieșiri.
Structuri specifice
Alimentare cu absorbție sinusoidală
În cazul unui convertor furnizat de o punte cu diode , a cărui ieșire este conectată la un condensator, factorul de putere nu este unitatea, în principal datorită formei curentului absorbit. Acest ansamblu, care nu respectă regulile de interconectare a electronicii de putere, conectează o sursă de tensiune, sectorul, cu o altă sursă de tensiune, condensatorul. Rezultă că curentul este limitat doar de imperfecțiunile ansamblului. Dacă sarcina podului cu diode este un convertor de tip flyback, atunci regulile de interconectare sursă sunt respectate și este posibil să se controleze curentul absorbit. Cu un servo-control adecvat, convertorul poate fi necesar să absoarbă un curent cvasi-sinusoidal în fază cu tensiunea de rețea și, prin urmare, cu un factor de putere unitar.
Tocătoare întrețesute
Alimentare Flyback cu doi tranzistori
Regim auto-oscilant
Un convertor flyback în modul auto-oscilant își variază frecvența de comutare pentru a funcționa întotdeauna la limita conducției continue și a conducției discontinue. Un astfel de dispozitiv face posibilă reducerea dimensiunii transformatorului și limitarea pierderilor de recuperări în diodă; pe de altă parte, crește solicitările de pe comutator.
Aplicații
Convertoarele Flyback sunt utilizate pentru a produce surse de alimentare:
- cost redus cu multiple ieșiri;
- tensiune înaltă și putere redusă.
Funcționare constantă a puterii
Alegând să regleze curentul constant, Flyback oferă apoi o putere constantă sarcinii. Acest lucru este deosebit de potrivit pentru alimentarea lămpilor cu descărcare , cum ar fi lămpile cu halogenuri metalice , a căror putere trebuie menținută constantă pe toată durata de viață, tensiunea arcului crescând cu uzura electrozilor (ciclul de funcționare al elicopterului evoluează, prin urmare "natural"). Monitorizarea și controlul unui astfel de convertor sunt atunci foarte simple, deoarece nu necesită recurgerea la nicio reglementare a puterii. Ca urmare, nu există riscul instabilităților de reglare legate de caracteristicile dinamice ale lămpii (în special datorită rezistenței negative a arcului în timpul fazelor de aprindere). În cazul unui dispozitiv portabil, alimentat de la baterie, compensarea variației de tensiune a acestuia se obține foarte ușor prin slavarea valorii de referință curente la această variație. „ Dimmage ” (reglarea intensității luminii) este, de asemenea, simplificată prin reglarea directă a curentului de referință al elicopterului.
Eu1mlaX{\ displaystyle I_ {1_ {max}}}
Note și referințe
-
-
Până la 100 W conform: Michel Girard, Surse de alimentare de comutare: lecții și exerciții corectate , Dunod,2003, 336 p. ( ISBN 978-2-10-006940-8 ) , „1.5.2: Principiul surselor de comutare izolate galvanic”, cap. I („Informații generale despre sursele de alimentare”), p. 29-30: "d: Note privind sursele de comutare izolate galvanic"
-
Până la 100 W conform: Ed Walker, Design Review: O abordare pas cu pas a convertoarelor alimentate de linie AC „Copie arhivată” (versiunea din 6 august 2018 pe arhiva Internet ) , Seminar Unitrode SEM 1600, 2004 / 2005
-
Până la 150 W conform: Jean-Paul Ferrieux și François Forest, Surse de alimentare de comutare: Convertoare de rezonanță, principii, componente, modelare , Dunod,2006, 316 p. ( ISBN 978-2-10-050539-5 ) , cap. II („Surse de alimentare în modul comutat”), p. 54: "2.2.2.3: Factorul de dimensionare a comutatorului"
-
De la 30 la 250 W , conform: L. Wuidart, Topologii pentru modul de alimentare cu comutare , Notă de aplicație ST , AN513 / 0393, STMicroelectronics, 1999, p. 18 [ citiți online ] [PDF]
-
400 W conform: IEEE Xplore , Information Information , "A 400 W flyback converter", Assow, B. Telecommunications Energy Conference , 1989. INTELEC apos; 89. Proceedings Conference ., Volumul unsprezecelea internațional , numărul , 15-18 octombrie 1989, pagini: 20.6 / 1 - 20.6 / 4, vol. 2.
-
Această inductanță face posibilă modelarea faptului că cuplarea magnetică între primar și secundar nu este perfectă.
-
Jean-Paul Ferrieux și François Forest, Surse de alimentare de comutare: convertoare de rezonanță, principii, componente, modelare , Dunod,2006, 316 p. ( ISBN 978-2-10-050539-5 ) , cap. II („Surse de alimentare în modul comutat”), p. 54-56
-
Energia electrică stocată în transformator și apoi transmisă sarcinii este constantă. Dacă frecvența este fixă, atunci puterea este constantă.We=12L1Eu1mlaX2{\ displaystyle W_ {e} = {\ frac {1} {2}} L_ {1} I_ {1_ {max}} ^ {2}}
Bibliografie
-
Michel Girard, Surse de alimentare cu comutare: lecții și exerciții corectate , Dunod,2003, 336 p. ( ISBN 978-2-10-006940-8 ).
-
Jean-Paul Ferrieux și François Forest, Surse de alimentare de comutare: convertoare de rezonanță, principii, componente, modelare , Dunod,2006, 316 p. ( ISBN 978-2-10-050539-5 ).
-
.
Anexe
Articole similare
linkuri externe
<img src="https://fr.wikipedia.org/wiki/Special:CentralAutoLogin/start?type=1x1" alt="" title="" width="1" height="1" style="border: none; position: absolute;">